Усилители радиочастоты и промежуточной частоты. Усилители радиочастоты и промежуточной частоты радиоприемного устройства Где используется принципиальная схема каскадного усилителя радиочастоты

Так как усилитель радиочастоты находится на входе радиоприемного устройства, то его шумовые характеристики и динамический диапазон в основном определяют характеристики всего устройства в целом. Именно коэффициент шума усилителя радиочастоты определяет чувствительность радиоприемника.

Усиление сигналов в приёмнике может происходить до преобразователя частоты, т.е. на принимаемой частоте, и после преобразователя - на промежуточной частоте. Усиление на частоте принимаемого сигнала осуществляется с помощью усилителей радиочастоты (УРЧ). Кроме усиления должна обеспечиваться и частотная избирательность. Диапазонные УРЧ должны иметь контуры с переменной настройкой. Они чаще всего выполняются одноконтурными. Активным элементом усилителя служит полевой или биполярный транзистор в дискретном или интегральном исполнении. В усилителях промежуточной частоты предпочтение отдается биполярным транзисторам вследствие обеспечения ими более высокого коэффициента усиления. Усилители радиочастоты УРЧ повышают избирательность по зеркальному каналу и чувствительность приемника. По схемному по-строению УРЧ могут быть апериодическими или резонансными.

Апериодические УРЧ увеличивают лишь отношение сиг-нал/шум и чувствительность приемника. Наиболее часто их приме-няют в транзисторных приемниках прямого усиления на ДВ- и СВ-диапазонах. В качестве нагрузки апериодических УРЧ может служить дроссель, резистор или трансформатор. Резисторный кас-кад УРЧ прост в исполнении и настройке. В трансфор-маторных УРЧ) облегчается согласование выхода одно-го каскада со входом последующего. Кроме того, трансформаторный каскад УРЧ можно легко переделать в рефлексный.

Резонансные УРЧ обеспечивают усиление сигнала и по-вышают не только реальную чувствительность, но и избирательность по зеркальному каналу Транзисторные резонансные УРЧ в диапазонах ДВ, СВ и KB собирают по схеме с ОЭ а в УКВ-диапазоне — по схеме с ОБ.

Каскады УРЧ могут содержать один или два резонансных кон-тура. Усилитель радиочастоты с одним контуром дает меньшее уси-ление, но более прост в изготовлении и настройке. Схемы с индук-тивной связью контуров позволяют изменять связь и получать наи-большее усиление или лучшую избирательность. Изменением связи по диапазону можно несколько компенсировать неравномерность ко-эффициента передачи входных цепей.

Усилители радиочастоты УКВ-диапазона выполняют по каскадным схемам. Они имеют лучшие характеристики, чем обычные УРЧ. Первый тран-зистор включен по схеме с ОЭ, благодаря чему достигается малая входная проводимость усилителя, а второй V2 — по схеме с ОБ, что обеспечивает большой коэффициент устойчивого усиления. По посто-янному току транзисторы включены последовательно, что вызывает необходимость увеличения напряжения источника питания.

По усилению каскодный усилитель эквивалентен однокаскадному усилителю с проводимостью прямой передачи первого транзистора и нагрузкой второго. Каскодная схема используется в усили-телях диапазона метровых волн. Первый каскад схемы выгодно вы-полнять на полевом транзисторе, обладающем низким уровнем шумов и малой «ктивной входной проводимостью, при этом будет меньше шунтироваться избирательная система приемника, включен-ная на входе каскодного усилителя. Во втором каскаде предпочтите-лен дрейфовый транзистор, включаемый по схеме с ОБ и обеспечивающий наибольший устойчивый коэффициент усиления. При таком выполнении каскодной схемы усилителя повышается его коэффици-ент устойчивого усиления, существенно снижается уровень шумов, повышается избирательность тракта радиосигнала приемника, что является их преимуществом.

Аналогичными преимуществами обладают каскадные схемы (низкий уровень шумов и высокий коэффициент, устойчивого усиле-ния) на электронных лампах, обычно триодах, включаемых по схеме общий катод — общая сетка.

Для повышения чувствительности и реальной селективности гетеродинного приемника входная цепь должна обеспечивать близкий к единице коэффициент передачи мощности в рабочем диапазоне частот и как можно большее ослабление внедиапазонных сигналов. Все это - свойства идеального полосового фильтра, поэтому и выполнять входную цепь надо в виде фильтра.

Часто применяемая одноконтурная входная цепь хуже всего отвечает предъявляемым требованиям. Для увеличения селективности надо повышать нагруженную добротность контура, ослабляя его связь с антенной и смесителем или УРЧ.

Но тогда почти вся мощность принимаемого сигнала будет расходоваться в контуре и лишь малая ее часть пройдет в смеситель или УРЧ. Коэффициент передачи мощности получится низким. Если же сильно связать контур с антенной и смесителем, упадет нагруженная добротность контура и он будет мало ослаблять сигналы соседних по частоте станций.

А ведь рядом с любительскими диапазонами работают и очень мощные радиовещательные станции.

Одиночный входной контур в качестве преселектора можно использовать на низкочастотных KB диапазонах, где уровни сигналов достаточно велики, в простейших гетеродинных приемниках. Связь с антенной следует сделать регулируемой, а сам контур перестраиваемым, как показано на рис. 1.

В случае помех от мощных станций можно ослабить связь с антенной, уменьшая емкость конденсатора С1, тем самым увеличив селективность контура и одновременно увеличив потери в нем, что эквивалентно включению аттенюатора. Суммарную емкость конденсаторов С2 и СЗ выбирают около 300...700 пФ, данные катушки зависят от диапазона.

Рис.1. Одноконтурная входная цепь.

Значительно лучшие результаты дают полосовые фильтры, согласованные по входу и выходу. В последние годы наметилась тенденция применять переключаемые полосовые фильтры даже на входе широкодиапазонных профессиональных связных приемников. Используют октавные (редко), полуоктавные и четвертьоктавные фильтры.

Отношение верхней частоты их полосы пропускания к нижней равно соответственно 2; 1,41(корень из 2) и 1,19 (корень четвертой степени из 2). Разумеется, чем узкополоснее входные фильтры, тем помехозащищенность широкодиапазонного приемника выше, но число переключаемых фильтров значительно возрастает.

Для приемников, рассчитанных только на любительские диапазоны, число входных фильтров равно числу диапазонов, а их полоса пропускания выбирается равной ширине диапазона, обычно с запасом в 10...30%.

В трансиверах полосовые фильтры целесообразно устанавливать между антенной и антенным переключателем прием/передача. Если усилитель мощности трансивера достаточно широкополосен, как, например, в случае транзисторного усилителя, его выходной сигнал может содержать много гармоник и других внедиапазоиных сигналов. Полосовой фильтр будет способствовать их подавлению.

Требование близкого к единице коэффициента передачи мощности фильтра в этом случае особенно важно. Элементы фильтра должны выдерживать реактивную мощность, в несколько раз превосходящую номинальную мощность передатчика трансивера.

Характеристическое сопротивление всех диапазонных фильтров целесообразно выбрать одинаковым и равным волновому сопротивлению фидера 50 или 75 Ом.

Рис.2. Полосовые фильтры: а - Г-образный; б - П-образный

Классическая схема Г-образного полосового фильтра дана на рис.2,а. Расчет его чрезвычайно прост. Сначала определяется эквивалентная добротность Q = fo/2Df, где fo - средняя частота диапазона, 2Df - полоса пропускания фильтра. Индуктивности и емкости фильтра находятся по формулам:

где R - характеристическое сопротивление фильтра.

На входе и выходе фильтр должен нагружаться сопротивлениями, равными характеристическому, ими могут быть входное сопротивление приемника (или выходное передатчика) и сопротивление антенны.

Рассогласование до 10...20% практически мало сказывается на характеристиках фильтра, но отличие нагрузочных сопротивлений от характеристического в несколько раз резко искажает кривую селективности, в основном в полосе пропускания.

Если сопротивление нагрузки меньше характеристического, ее можно подключить автотрансформаторно, к отводу катушки L2. Сопротивление уменьшится в k2 раз, где k - коэффициент включения, равный отношению числа витков от отвода до общего провода к полному числу витков катушки L2.

Селективность одного Г-образного звена может оказаться недостаточной, тогда два звена соединяют последовательно. Соединять звенья можно либо параллельными ветвями друг к другу, либо последовательными. В первом случае получается Т-образный фильтр, во втором - П-образный.

Элементы L и С соединенных ветвей объединяются. В качестве примера на рис.2,б показан П-образный полосовой фильтр. Элементы L2C2 оетались прежними, а элементы продольных ветвей обьединились в индуктивность 2L и емкость С1/2. Легко видеть, что частота настройки получившегося последовательного контура (так же, как и остальных контуров фильтра) осталась прежней и равной средней частоте диапазона.

Часто при расчете узкополосных фильтров значение емкости продольной ветви С1/2 получается слишком маленьким, а индуктивности - слишком большим. В этом случае продольную ветвь можно подключить к отводам катушек L2, увеличив емкость в 1/k2 раз, а индуктивность во столько же раз уменьшив.

Рис.3. Двухконтурный фильтр.

Встотных фильтрах бывает удобно использовать только параллельные колебательные контура, соединенные одним выводом с общим проводом.

Схема двухконтурного фильтра с внешней емкостной связью показана на рис.3. Индуктивность и емкость параллельных контуров рассчитываются по формулам (1) для L2 и С2, а емкость конденсатора связи должна составить C3=C2/Q.

Коэффициенты включения выводов фильтра зависит от требуемого входного сопротивления Rвх и характеристического сопротивления фильтра R: k2=Rвх/R. Коэффициенты включения с двух сторон фильтра могут быть и разными, обеспечивая согласование с антенной и входом приемника или выходом передатчика.

Для увеличения селективности можно включить по схеме рис.3 три и более одинаковых контуров, уменьшив емкости конденсаторов связи СЗ в 1,4 раза.

Рис.4. Селективность трехконтурного фильтра.

Теоретическая кривая селективности трехконтурного фильтра приведена на рис.4. По горизонтали отложена относительная расстройка x=2DfQ/fo, а по вертикали - ослабление, вносимое фильтром.

В полосе прозрачности (x<1) ослабление равно нулю, а коэффициент передачи мощности - единице. Это понятно, если учесть, что теоретическая кривая построена для элементов без потерь, имеющих бесконечную конструктивную добротность.

Реальный фильтр вносит некоторое ослабление и в полосе пропускания, что связано с потерями в элементах фильтра, главным образом в катушках. Потери в фильтре уменьшаются с увеличением конструктивной добротности катушек Q0. Например, при Q0 = 20Q потери даже в трехконтурном фильтре не превышают 1 дБ.

Ослабление за пределами полосы пропускания прямо зависит от числа контуров фильтра. Для двухконтурного фильтра ослабление равно 2/3 указанного на рис.4, а для одноконтурной входной цепи - 1/3. Для П-образного фильтра рис.3,б пригодна кривая селективности рис.4 без всякой коррекции.

Рис.5. Трехконтурный фильтр - практическая схема.

Практическая схема трехконтурного фильтра c полосой пропускания 7,0...7,5 МГц и его экспериментально снятая характеристика показаны на рис.5 и 6 соответственно.

Фильтр рассчитан по описанной методике для сопротивления R=1,3 кОм, но был нагружен на входное сопротивление смесителя гетеродинного приемника 2 кОм. Селективность немного возросла, но появились пики и провалы в полосе пропускания.

Катушки фильтра намотаны виток к витку на каркасах диаметром 10 мм проводом ПЭЛ 0,8 и содержат по 10 витков. Отвод катушки L1 для согласования с сопротивлением фидера антенны 75 Ом сделан от второго витка.

Все три катушки заключены в отдельные экраны (алюминиевые цилиндрические «стаканчики» от девятиштырьковых ламповых панелек). Настройка фильтра проста и сводится к настройке контуров в резонанс подстроечниками катушек.

Рис.6. Измеренная кривая селективности трехконтурного фильтра.

Особо следует остановиться на вопросах получения максимальной конструктивной добротности катушек фильтров. Не следует стремиться к особой миниатюризации, поскольку добротность растет с увеличением геометрических размеров катушки.

По этой же причине нежелательно использовать слишком тонкий провод. Серебрение провода дает ощутимый эффект лишь на высокочастотных KB диапазонах и на УКВ при конструктивной добротности катушки более 100. Литцендрат целесообразно применять лишь для намотки катушек диапазонов 160 и 80 м.

Меньшие потери в посеребренном проводе и литцендрате связаны с тем, что высокочастотные токи не проникают в толщу металла, а протекают лишь в тонком поверхностном слое провода (так называемый скин-эффект).

Идеально проводящий экран не снижает добротности катушки и к тому же устраняет потери энергии в окружающих катушку предметах. Реальные экраны вносят некоторые потери, поэтому диаметр экрана желательно выбирать равным не менее 2-3 диаметров катушки.

Экран следует выполнять из хорошо проводящего материала (медь, несколько хуже алюминий). Недопустима окраска или лужение внутренних поверхностей экрана.

Перечисленные меры обеспечивают исключительно высокую добротность катушек, реализуемую, например, в спиральных резонаторах.

В диапазоне 144 МГц она может достигать 700...1000. На рис.7 показана конструкция двухрезонаторного полосового фильтра диапазона 144 МГц, рассчитанного на включение в 75-омную фидерную линию.

Резонаторы смонтированы в прямоугольных экранах размерами 25X25X50 мм, спаянных из листовой меди, латуни или пластинок двустороннего фольгированного стеклотекстолита.

Внутренняя перегородка имеет отверстие связи размером 6X12,5 мм. На одной из торцевых стенок закреплены воздушные подстроечные конденсаторы, роторы которых соединены с экраном.

Катушки резонатора бескаркасные. Они выполнены из посеребренного провода диаметром 1,5...2 мм и имеют по 6 витков диаметром 15 мм, равномерно растянутых на длину около 35 мм. Один вывод катушки припаивается к статору подстроечного конденсатора, другой - к экрану.

Отводы ко входу и выходу фильтра сделаны от 0,5 витка каждой кагушки. Полоса пропускания настроенного фильтра немногим более 2 МГц, вносимые потери исчисляются десятыми долями децибела Полосу пропускания фильтра можно регулировать, изменяя размеры отверстия связи и подбирая положение отводов катушек.

Рис.7. Фильтр на спиральных резонаторах.

На более высокочастотных УКВ диапазонах катушку целесообразно заменить прямым отрезком провода или трубки, тогда спиральный резонатор превращается в коаксиальный четвертьволновый резонатор, нагруженный емкостью.

Длину резонатора можно выбрать около л/8, а недостающая до четверти длины волны длина компенсируется подстроечной емкостью.

В особо тяжелых условиях приема на KB диапазонах входной контур или фильтр гетеродинного приемника делают узкополосным, перестраиваемым. Для получения высокой нагруженной добротности и узкой полосы связь с антенной и между контурами выбирается минимальной, а для компенсации возросших потерь применяется УРЧ на полевом транзисторе.

Его цепь затвора мало шунтирует контур и почти не снижает его добротности. Биполярные транзисторы в УРЧ устанавливать нецелесообразно по причине их низкого входного сопротивления и значительно большей нелинейности.

Схема УРЧ

Схема усилителя радиочастоты (УРЧ) показана на рис.8. Двухконтурный перестраиваемый полосовой фильтр на его входе обеспечивает всю требуемую селективность, поэтому в цепи стока транзистора включен неперестраиваемый контур L3C9 малой добротности, зашунтированный резистором R3.

Этим резистором подбирают коэффициент усиления каскада. Ввиду малого усиления нейтрализации проходной емкости транзистора не требуется.

Рис.8. Усилитель радиочастоты.

Контур в цепи стока можно использовать и для получения дополнительной селективности, если шунтирующий резистор исключить, а для снижения усиления сток транзистора подключить к отводу контурной катушки.

Схема такого УРЧ для диапазона 10 м показана на рис.9. Он обеспечивает чувствительность приемника лучше 0,25 мкВ В усилителе можно применить двухзатворные транзисторы КП306, КП350 и КП326, имеющие малую проходную емкость, что способствует устойчивости работы УРЧ с резонансной нагрузкой.

Рис.9. УРЧ на двухзатворном транзисторе.

Режим транзистора устанавливают подбором резисторов R1 и R3 так, чтобы ток, потребляемый от источника питания, составлял 4... 7 мА. Усиление подбирается перемещением отвода катушки L3 и при полном включении катушки достигает 20 дБ.

Контурные катушки L2 и L3 намотаны на кольцах К10X6X4 из феррита 30ВЧ и имеют по 16 витков провода ПЭЛШО 0,25. Катушки связи с антенной и смесителем содержат по 3-5 витков такого же провода. В усилитель легко ввести сигнал АРУ, подав его на второй затвор транзистора. При снижении потенциала второго затвора до нуля усиление уменьшается на 40...50 дБ.

Литература: В.Т.Поляков. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. М. 1990г.

Усилители радиочастоты похожи на другие усилители. Они отличаются, главным образом, диапазоном рабочих частот, занимающим область от 10 до 30 мегагерц. Существуют два класса усилителей радиочастоты: перестраиваемые и неперестраиваемые. Основной функцией неперестраиваемого усилителя является усиление, а его амплитудно-частотная характеристика должна занимать как можно более широкий диапазон радиочастот. В перестраиваемом усилителе высокое усиление должно достигаться в узкой области частот или на отдельной частоте. Обычно, когда говорят об усилителях радиочастоты, подразумевают, что они являются перестраиваемыми, если не оговорено другое.

В радиоприемных устройствах усилители радиочастоты служат для усиления сигнала и выделения сигнала, соответствующей частоты. В передающих устройствах усилители радиочастоты служат для усиления сигнала на определенной частоте перед его подачей в антенну. В основном, приемные усилители радиочастоты являются усилителями напряжения, а передающие усилители радиочастоты являются усилителями мощности .

В приемных цепях усилитель радиочастоты должен обеспечивать достаточное усиление приемного сигнала, обладать низким собственным шумом, обеспечивать хорошую избирательность и иметь плоскую амплитудно-частотную характеристику на выбранных частотах.

На рисунке изображен усилитель радиочастоты, используемый в радиоприемнике с амплитудной модуляцией.

Конденсаторы C 1 и С 4 настраивают антенну и выходной трансформатор Т 1 на одну и ту же частоту. Входной сигнал с помощью индуктивной связи подается на базу транзистора Q 1 . Транзистор Q 1 работает, как усилитель класса А. Конденсатор С 4 и трансформатор Т 1 обеспечивают высокое усиление по напряжению на резонансной частоте для цепи коллекторной нагрузки. Трансформатор имеет отвод для обеспечения хорошего согласования импедансов с транзистором.

Усилитель радиочастоты , используемый в телевизионном высокочастотном тюнере.

Цепь настраивается катушками индуктивности L 1A ; L 1B и L 1C . При повороте ручки переключателя каналов в цепь включается новый набор катушек. Это обеспечивает усиление в необходимой полосе частот для каждого канала. Входной сигнал попадает в перестраиваемую цепь, состоящую из L 1A , С 1 и С 2 . Транзистор Q 1 работает, как усилитель класса А. Выходная коллекторная цепь представляет собой двойной перестраиваемый трансформатор. Катушка L 1B настраивается конденсатором С 4 , а катушка — L 1C конденсатором С 7 Резистор R 2 и конденсатор С 6 образуют развязывающий фильтр, предотвращающий попадание радиочастот в блок питания и их взаимодействие с другими цепями.

В радиоприемниках с амплитудной модуляцией входной радиосигнал преобразуется в сигнал постоянной промежуточной частоты. После этого используется усилитель промежуточной частоты с фиксированной настройкой для увеличения уровня сигнала до необходимой величины. Усилитель промежуточной частоты — это одночастотный (узкополосный) усилитель . Обычно для усиления сигнала до необходимого уровня используются два или три каскада усиления промежуточной частоты. Чувствительность приемника определяется усилением усилителя промежуточной частоты. Чем выше усиление, тем выше чувствительность. На рисунке показан типичный усилитель промежуточной частоты радиоприемника амплитудномодулированных сигналов.

Промежуточная частота равна 455000 герц.

На рисунке изображен усилитель промежуточной частоты телевизионного приемника.

В таблице, сравниваются частоты радио и телевизионных приемников.

Потребляемый ток - 46 мА. Напряжение в цепи смещения V bjas определяет уровень выходной мощности (коэффициент передачи) усилителя

Рис.33.11. Внутреннее строение и цоколевка микросхем TSH690, TSH691

Рис. 33.12. Типовая включения микросхем TSH690, TSH691 в качестве усилителя в полосе частот 300- 7000 МГц

и может регулироваться в пределах 0-5,5 (6,0) В. Коэффициент передачи микросхемы TSH690 (TSH691) при напряжении смещения V bias =2,7 В и сопротивлении нагрузки 50 Ом в полосе частот до 450 МГц составляет 23(43) дБ, до 900(950) МГц - 17(23) дБ.

Практическая включения микросхем TSH690, TSH691 приведена на рис. 33.12. Рекомендуемые номиналы элементов: С1=С5=100- 1000 пФ; С2=С4=1000 пФ; С3=0,01 мкФ; L1 150 нГн; L2 56 нГн для частот не свыше 450 МГц и 10 нГн для частот до 900 МГц. Резистором R1 можно регулировать уровень выходной мощности (можно использовать для системы автоматической регулировки выходной мощности).

Широкополосный INA50311 (рис. 33.13), производимый фирмой Hewlett Packard, предназначен для использования в аппаратуре подвижной связи, а также в бытовой радиоэлектронной аппаратуре, например, в качестве антенного усилителя или усилителя радиочастоты. Рабочий диапазон усилителя 50-2500 МГц. Напряжение питания - 5 В при потребляемом токе до 17 мА. Усредненный коэффициент усиления

Рис. 33.13. внутреннего строения микросхемы ΙΝΑ50311

10 дБ. Максимальная мощность сигнала, подводимого к входу на частоте 900 МГц, не более 10 мВт. Коэффициент шума 3,4 дБ.

Типовая включения микросхемы ΙΝΑ50311 при питании от стабилизатора напряжения 78LO05 приведена на рис. 33.14.

Рис. 33.14. широкополосного усилителя на микросхеме INA50311

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.

Усилитель звуковой частоты или усилитель низкой частоты, что бы разобраться как он всё таки работает и зачем там так много всяких транзисторов, резисторов и конденсаторов, нужно понять как работает каждый элемент и попробовать узнать как эти элементы устроены. Для того что бы собрать примитивный усилитель нам понадобятся три вида электронных элементов: резисторы, конденсаторы и конечно транзисторы.

Резистор

Верхний вариант обозначения принят в США, нижний в России и в Европе.

Конденсатор

Транзистор

На контакте базы и эмиттера появится электромагнитное поле, которое буквально вырывает электроны с внешней орбиты атомов базы и переносит их в эмиттер. Свободные электроны оставляют за собой дырки, и занимают вакантные места уже в эмиттере. Это же электромагнитное поле оказывает такое же воздействие на атомы коллектора, а так как база в транзисторе достаточно тонкая относительно эмиттера и коллектора, электроны коллектора достаточно легко проходят сквозь неё в эмиттер, причём в гораздо большем количестве чем из базы.

Если же мы отключим напряжение от базы, то никакого электромагнитного поля не будет, а база будет выполнять роль диэлектрика, и транзистор будет закрыт. Таким образом при подаче на базу достаточно малого напряжения, мы можем контролировать большее поданное напряжение на эмиттер и коллектор.

Рассмотренный нами транзистор pnp -типа, так как у него две p -зоны и одна n -зона. Так же существуют npn -транзисторы, принцип действия в них такой же, но электрический ток течёт в них в противоположную сторону, чем в рассмотренном нами транзисторе. Вот так биполярные транзисторы обозначаются на электрических схемах, стрелка указывает направление тока:

УНЧ

А что бы заработал самый простой 4-х омный 10 ваттный динамик, нам нужно увеличить амплитуду сигнала до 6 вольт, при силе тока I = U / R = 6 / 4 = 1,5 A.

Итак, попробуем подключить наш сигнал к транзистору. Вспомните нашу схему с транзистором и двумя батарейками, теперь вместо 1,5 вольтовой батарейки у нас у нас сигнал линейного выхода. Резистор R1 выполняет роль нагрузки, дабы не было короткого замыкания и наш транзистор не сгорел.

Но тут возникают сразу две проблемы, во-первых наш транзистор npn -типа, и открывается только при положительном значении полуволны, а при отрицательном закрывается.

Во-вторых транзистор, как и любой полупроводниковый прибор имеет нелинейные характеристики в отношении напряжения и тока и чем меньше значения тока и напряжения тем сильнее эти искажения:

Мало того что от нашего сигнала осталась только полуволна, так она ещё и будет искажена:

Это есть так называемое искажение типа ступенька.

Чтобы избавиться от этих проблем, нам нужно сместить наш сигнал в рабочую зону транзистора, где поместится вся синусоида сигнала и нелинейные искажения будут незначительны. Для этого подают на базу напряжение смещения, допустим в 1 вольт, с помощью составленного из двух резисторов R2 и R3 делителя напряжения.

А наш сигнал входящий в транзистор будет выглядеть вот так:

Теперь нам нужно изъять наш полезный сигнал с коллектора транзистора. Для этого установим конденсатор C1:

Как мы помним конденсатор пропускает переменный ток и не пропускает постоянный, поэтому он нам будет служить фильтром пропускающим только наш полезный сигнал - нашу синусоиду. А постоянная составляющая не прошедшая через конденсатор будет рассеиваться на резисторе R1. Переменный же ток, наш полезный сигнал, будет стремиться пройти через конденсатор, так сопротивление конденсатора для него ничтожно мало по сравнению с резистором R1.

Вот и получился первый транзисторный каскад нашего усилителя. Но существуют ещё два маленьких нюанса:

Мы не знаем на 100% какой сигнал входит в усилитель, вдруг всё таки источник сигнала неисправен, всякое бывает, опять же статическое электричество или вместе с полезным сигналом проходит постоянное напряжение. Это может стать причиной не правильной работы транзистора или даже спровоцировать его поломку. Для этого установим конденсатор С2, он подобно конденсатору С1 будет блокировать постоянный электрический ток, а так же ограниченная ёмкость конденсатора не будет пропускать пики большой амплитуды, которые могут испортить транзистор. Такие скачки напряжения обычно происходят при включении или отключении устройства.

И второй нюанс, любому источнику сигнала требуется определённая конкретная нагрузка (сопротивление). По этому для нас важно входное сопротивление каскада. Для регулировки входного сопротивления добавим в цепь эмиттера резистор R4:

Теперь мы знаем назначение каждого резистора и конденсатора в транзисторном каскаде. Давайте теперь попробуем рассчитать какие номиналы элементов нужно использовать для него.

Исходные данные:

• U = 12 В - напряжение питания;
• U бэ ~ 1 В - Напряжение эмиттер-база рабочей точки транзистора;

• P max = 200 мВт - максимальная рассеиваемая мощность;
• I max = 100 мА - максимальный постоянный ток коллектора;
• U max = 18 В - макcимально допустимое напряжение коллектор-база / коллектор-эмиттер (У нас напряжение питания 12 В, так что хватает с запасом);
• U эб = 5 В - макcимально допустимое напряжение эмиттер-база (наше напряжение 1 вольт ± 0,5 вольта);
• h21 = 75-225 - коэффициент усиления тока базы, принимается минимальное значение - 75;

1. Рассчитываем максимальную статическую мощность транзистора, её берут на 20% меньше максимальной рассеиваемой мощности, дабы наш транзистор не работал на пределе своих возможностей:

   P ст.max = 0,8*P max = 0,8 * 200мВт = 160 мВт;

2. Определим ток коллектора в статическом режиме (без сигнала), не смотря на что на базу не подаётся напряжение через транзистор всё равно в малой степени протекает электрический ток.

   I к0 = P ст.max / U кэ , где U кэ - напряжение перехода коллектор-эмиттер. На транзисторе рассеивается половина напряжения питания, вторая половина будет рассеиваться на резисторах:

   U кэ = U / 2;

   I к0 = P ст.max / (U / 2) = 160 мВт / (12В / 2) = 26,7 mA;

3. Теперь рассчитаем сопротивление нагрузки, изначально у нас был один резистор R1, который выполнял эту роль, но так как мы добавили резистор R4 для увеличения входного сопротивления каскада, теперь сопротивление нагрузки будет складываться из R1 и R4:

   R н = R1 + R4 , где R н - общее сопротивление нагрузки;

   Отношение между R1 и R4 обычно принимается 1 к 10:

   R1 = R4 *10;

   Рассчитаем сопротивление нагрузки:

   R1 + R4 = (U / 2) / I к0 = (12В / 2) / 26,7 mA = (12В / 2) / 0,0267 А = 224,7 Ом;

   Ближайшие номиналы резисторов это 200 и 27 Ом. R1 = 200 Ом, а R4 = 27 Ом.

4. Теперь найдем напряжение на коллекторе транзистора без сигнала:

   U к0 = (U кэ0 + I к0 * R4 ) = (U - I к0 * R1 ) = (12В -0,0267 А * 200 Ом) = 6,7 В;

5. Ток базы управления транзистором:

   I б = I к / h21 , где I к - ток коллектора;

   I к = (U / R н );

   I б = (U / R н ) / h21 = (12В / (200 Ом + 27 Ом)) / 75 = 0,0007 А = 0,07 mA;

6. Полный ток базы определяется напряжением смещения на базе, которое устанавливается делителем R2 и R3 . Ток задаваемый делителем должен быть в 5-10 раз больше тока управления базы (I б ), что бы собственно ток управления базы не влиял на напряжение смещения. Таким образом для значения тока делителя (I дел ) принимаем 0,7 mA и рассчитываем R2 и R3 :

   R2 + R3 = U / I дел = 12В / 0,007 = 1714,3 Ом

7. Теперь рассчитаем напряжение на эмиттере в состоянии покоя транзистора (U э ):

   U э = I к0 * R4 = 0,0267 А * 27 Ом = 0,72 В

   Да, I к0 ток покоя коллектора, но этот же ток проходит и через эмиттер, так что I к0 считают током покоя всего транзистора.

8. Рассчитываем полное напряжение на базе (U б ) с учётом напряжения смещения (U см = 1В):

   U б = U э + U см = 0,72 + 1 = 1,72 В

   Теперь с помощью формулы делителя напряжения находим значения резисторов R2 и R3 :

   R3 = (R2 + R3 ) * U б / U = 1714,3 Ом * 1,72 В / 12 В = 245,7 Ом;

   Ближайший номинал резистора 250 Ом;

   R2 = (R2 + R3 ) - R3 = 1714,3 Ом - 250 Ом = 1464,3 Ом;

   Номинал резистора выбираем в сторону уменьшения, ближайший R2 = 1,3 кОм.

9. Конденсаторы С1 и С2 обычно устанавливают не менее 5 мкФ. Ёмкость выбирается такой что бы конденсатор не успевал перезаряжаться.

Заключение

Рассмотренный расчёт довольно поверхностный и такая схема усиления конечно же не используется в строении усилителей, мы не должны забывать о диапазоне пропускаемых частот, искажениях и многом другом.